MOSFET工作原理-MOSFET驅(qū)動(dòng)器解析-MOSFET功率參數(shù)大全-KIA MOS管
信息來源：本站 日期：2018-05-30
MOSFET的原意是：MOS（Metal Oxide Semiconductor金屬氧化物半導(dǎo)體），F(xiàn)ET（Field Effect Transistor場(chǎng)效應(yīng)晶體管），即以金屬層（M）的柵極隔著氧化層（O）利用電場(chǎng)的效應(yīng)來控制半導(dǎo)體（S）的場(chǎng)效應(yīng)晶體管。
功率場(chǎng)效應(yīng)晶體管也分為結(jié)型和絕緣柵型,但通常主要指絕緣柵型中的MOS型（Metal Oxide Semiconductor FET）,簡(jiǎn)稱功率MOSFET（Power MOSFET）。結(jié)型功率場(chǎng)效應(yīng)晶體管一般稱作靜電感應(yīng)晶體管（Static Induction Transistor——SIT）。其特點(diǎn)是用柵極電壓來控制漏極電流，驅(qū)動(dòng)電路簡(jiǎn)單，需要的驅(qū)動(dòng)功率小，開關(guān)速度快，工作頻率高，熱穩(wěn)定性優(yōu)于GTR， 但其電流容量小，耐壓低，一般只適用于功率不超過10kW的電力電子裝置。
功率MOSFET的種類：按導(dǎo)電溝道可分為P溝道和N溝道。按柵極電壓幅值可分為；耗盡型；當(dāng)柵極電壓為零時(shí)漏源極之間就存在導(dǎo)電溝道，增強(qiáng)型；對(duì)于N（P）溝道器件，柵極電壓大于（小于）零時(shí)才存在導(dǎo)電溝道，功率MOSFET主要是N溝道增強(qiáng)型。
功率MOSFET的內(nèi)部結(jié)構(gòu)和電氣符號(hào)如圖1所示；其導(dǎo)通時(shí)只有一種極性的載流子（多子）參與導(dǎo)電，是單極型晶體管。導(dǎo)電機(jī)理與小功率mos管相同，但 結(jié)構(gòu)上有較大區(qū)別，小功率MOSFET管是橫向?qū)щ娖骷β蔒OSFET大都采用垂直導(dǎo)電結(jié)構(gòu)，又稱為VMOSFET（Vertical MOSFET），大大提高了MOSFET器件的耐壓和耐電流能力。
按垂直導(dǎo)電結(jié)構(gòu)的差異，又分為利用V型槽實(shí)現(xiàn)垂直導(dǎo)電的VVMOSFET和具有垂直導(dǎo)電雙擴(kuò)散MOS結(jié)構(gòu)的VDMOSFET（Vertical Double-diffused MOSFET），本文主要以VDMOS器件為例進(jìn)行討論。
功率MOSFET為多元集成結(jié)構(gòu)，如國際整流器公司（International Rectifier）的HEXFET采用了六邊形單元；西門子公司（Siemens）的SIPMOSFET采用了正方形單元；摩托羅拉公司 （Motorola）的TMOS采用了矩形單元按“品”字形排列。
截止：漏源極間加正電源，柵源極間電壓為零。P基區(qū)與N漂移區(qū)之間形成的PN結(jié)J1反偏，漏源極之間無電流流過。
導(dǎo)電：在柵源極間加正電壓UGS，柵極是絕緣的，所以不會(huì)有柵極電流流過。但柵極的正電壓會(huì)將其下面P區(qū)中的空穴推開，而將P區(qū)中的少子—電子吸引到柵極下面的P區(qū)表面
當(dāng)UGS大于UT（開啟電壓或閾值電壓）時(shí)，柵極下P區(qū)表面的電子濃度將超過空穴濃度，使P型半導(dǎo)體反型成N型而成為反型層，該反型層形成N溝道而使PN結(jié)J1消失，漏極和源極導(dǎo)電。
第一部分 最大額定參數(shù)
最大額定參數(shù)，所有數(shù)值取得條件(Ta=25℃)
VDSS 最大漏-源電壓
在柵源短接，漏-源額定電壓(VDSS)是指漏-源未發(fā)生雪崩擊穿前所能施加的最大電壓。根據(jù)溫度的不同，實(shí)際雪崩擊穿電壓可能低于額定VDSS。關(guān)于V(BR)DSS的詳細(xì)描述請(qǐng)參見靜電學(xué)特性.
VGS 最大柵源電壓
VGS額定電壓是柵源兩極間可以施加的最大電壓。設(shè)定該額定電壓的主要目的是防止電壓過高導(dǎo)致的柵氧化層損傷。實(shí)際柵氧化層可承受的電壓遠(yuǎn)高于額定電壓，但是會(huì)隨制造工藝的不同而改變，因此保持VGS在額定電壓以內(nèi)可以保證應(yīng)用的可靠性。
ID - 連續(xù)漏電流
ID定義為芯片在最大額定結(jié)溫TJ(max)下，管表面溫度在25℃或者更高溫度下，可允許的最大連續(xù)直流電流。該參數(shù)為結(jié)與管殼之間額定熱阻RθJC和管殼溫度的函數(shù)：
ID中并不包含開關(guān)損耗，并且實(shí)際使用時(shí)保持管表面溫度在25℃（Tcase）也很難。因此，硬開關(guān)應(yīng)用中實(shí)際開關(guān)電流通常小于ID 額定值@ TC = 25℃的一半，通常在1/3～1/4。補(bǔ)充，如果采用熱阻JA的話可以估算出特定溫度下的ID，這個(gè)值更有現(xiàn)實(shí)意義。
IDM -脈沖漏極電流
該參數(shù)反映了器件可以處理的脈沖電流的高低，脈沖電流要遠(yuǎn)高于連續(xù)的直流電流。定義IDM的目的在于：線的歐姆區(qū)。對(duì)于一定的柵-源電壓，MOSFET導(dǎo)通后，存在最大的漏極電流。如圖所示，對(duì)于給定的一個(gè)柵-源電壓，如果工作點(diǎn)位于線性區(qū)域內(nèi)，漏極電流的增大會(huì)提高漏-源電壓，由此增大導(dǎo)通損耗。長(zhǎng)時(shí)間工作在大功率之下，將導(dǎo)致器件失效。因此，在典型柵極驅(qū)動(dòng)電壓下，需要將額定IDM設(shè)定在區(qū)域之下。區(qū)域的分界點(diǎn)在Vgs和曲線相交點(diǎn)。
因此需要設(shè)定電流密度上限，防止芯片溫度過高而燒毀。這本質(zhì)上是為了防止過高電流流經(jīng)封裝引線，因?yàn)樵谀承┣闆r下，整個(gè)芯片上最“薄弱的連接”不是芯片，而是封裝引線。
考慮到熱效應(yīng)對(duì)于IDM的限制，溫度的升高依賴于脈沖寬度，脈沖間的時(shí)間間隔，散熱狀況，RDS(on)以及脈沖電流的波形和幅度。單純滿足脈沖電流不超出IDM上限并不能保證結(jié)溫不超過最大允許值。可以參考熱性能與機(jī)械性能中關(guān)于瞬時(shí)熱阻的討論，來估計(jì)脈沖電流下結(jié)溫的情況。
PD -容許溝道總功耗
容許溝道總功耗標(biāo)定了器件可以消散的最大功耗，可以表示為最大結(jié)溫和管殼溫度為25℃時(shí)熱阻的函數(shù)。
TJ, TSTG-工作溫度和存儲(chǔ)環(huán)境溫度的范圍
這兩個(gè)參數(shù)標(biāo)定了器件工作和存儲(chǔ)環(huán)境所允許的結(jié)溫區(qū)間。設(shè)定這樣的溫度范圍是為了滿足器件最短工作壽命的要求。如果確保器件工作在這個(gè)溫度區(qū)間內(nèi)，將極大地延長(zhǎng)其工作壽命。
EAS-單脈沖雪崩擊穿能量
如果電壓過沖值(通常由于漏電流和雜散電感造成)未超過擊穿電壓，則器件不會(huì)發(fā)生雪崩擊穿，因此也就不需要消散雪崩擊穿的能力。雪崩擊穿能量標(biāo)定了器件可以容忍的瞬時(shí)過沖電壓的安全值，其依賴于雪崩擊穿需要消散的能量。
定義額定雪崩擊穿能量的器件通常也會(huì)定義額定EAS。額定雪崩擊穿能量與額定UIS具有相似的意義。EAS標(biāo)定了器件可以安全吸收反向雪崩擊穿能量的高低。
L是電感值，iD為電感上流過的電流峰值，其會(huì)突然轉(zhuǎn)換為測(cè)量器件的漏極電流。電感上產(chǎn)生的電壓超過MOSFET擊穿電壓后，將導(dǎo)致雪崩擊穿。雪崩擊穿發(fā)生時(shí)，即使 MOSFET處于關(guān)斷狀態(tài)，電感上的電流同樣會(huì)流過MOSFET器件。電感上所儲(chǔ)存的能量與雜散電感上存儲(chǔ)，由MOSFET消散的能量類似。
MOSFET并聯(lián)后，不同器件之間的擊穿電壓很難完全相同。通常情況是：某個(gè)器件率先發(fā)生雪崩擊穿，隨后所有的雪崩擊穿電流(能量)都從該器件流過。
EAR -重復(fù)雪崩能量
重復(fù)雪崩能量已經(jīng)成為“工業(yè)標(biāo)準(zhǔn)”，但是在沒有設(shè)定頻率，其它損耗以及冷卻量的情況下，該參數(shù)沒有任何意義。散熱(冷卻)狀況經(jīng)常制約著重復(fù)雪崩能量。對(duì)于雪崩擊穿所產(chǎn)生的能量高低也很難預(yù)測(cè)。
額定EAR的真實(shí)意義在于標(biāo)定了器件所能承受的反復(fù)雪崩擊穿能量。該定義的前提條件是：不對(duì)頻率做任何限制，從而器件不會(huì)過熱，這對(duì)于任何可能發(fā)生雪崩擊穿的器件都是現(xiàn)實(shí)的。在驗(yàn)證器件設(shè)計(jì)的過程中，最好可以測(cè)量處于工作狀態(tài)的器件或者熱沉的溫度，來觀察MOSFET器件是否存在過熱情況，特別是對(duì)于可能發(fā)生雪崩擊穿的器件。
IAR - 雪崩擊穿電流
對(duì)于某些器件，雪崩擊穿過程中芯片上電流集邊的傾向要求對(duì)雪崩電流IAR進(jìn)行限制。這樣，雪崩電流變成雪崩擊穿能量規(guī)格的“精細(xì)闡述”；其揭示了器件真正的能力。
第二部分 靜態(tài)電特性
V(BR)DSS：漏-源擊穿電壓(破壞電壓)
V(BR)DSS（有時(shí)候叫做BVDSS）是指在特定的溫度和柵源短接情況下，流過漏極電流達(dá)到一個(gè)特定值時(shí)的漏源電壓。這種情況下的漏源電壓為雪崩擊穿電壓。
V(BR)DSS是正溫度系數(shù)，溫度低時(shí)V(BR)DSS小于25℃時(shí)的漏源電壓的最大額定值。在-50℃, V(BR)DSS大約是25℃時(shí)最大漏源額定電壓的90%。
VGS(th)，VGS(off)：閾值電壓
VGS(th)是指加的柵源電壓能使漏極開始有電流，或關(guān)斷MOSFET時(shí)電流消失時(shí)的電壓，測(cè)試的條件（漏極電流，漏源電壓，結(jié)溫）也是有規(guī)格的。正常情況下，所有的MOS柵極器件的閾值電壓都會(huì)有所不同。因此，VGS(th)的變化范圍是規(guī)定好的。VGS(th)是負(fù)溫度系數(shù)，當(dāng)溫度上升時(shí)，MOSFET將會(huì)在比較低的柵源電壓下開啟。
RDS(on)：導(dǎo)通電阻
RDS(on)是指在特定的漏電流（通常為ID電流的一半）、柵源電壓和25℃的情況下測(cè)得的漏-源電阻。
IDSS：零柵壓漏極電流
IDSS是指在當(dāng)柵源電壓為零時(shí)，在特定的漏源電壓下的漏源之間泄漏電流。既然泄漏電流隨著溫度的增加而增大，IDSS在室溫和高溫下都有規(guī)定。漏電流造成的功耗可以用IDSS乘以漏源之間的電壓計(jì)算，通常這部分功耗可以忽略不計(jì)。
IGSS ―柵源漏電流
IGSS是指在特定的柵源電壓情況下流過柵極的漏電流。
第三部分 動(dòng)態(tài)電特性
Ciss ：輸入電容
將漏源短接，用交流信號(hào)測(cè)得的柵極和源極之間的電容就是輸入電容。Ciss是由柵漏電容Cgd和柵源電容Cgs并聯(lián)而成，或者Ciss = Cgs +Cgd。當(dāng)輸入電容充電致閾值電壓時(shí)器件才能開啟，放電致一定值時(shí)器件才可以關(guān)斷。因此驅(qū)動(dòng)電路和Ciss對(duì)器件的開啟和關(guān)斷延時(shí)有著直接的影響。
Coss ：輸出電容
將柵源短接，用交流信號(hào)測(cè)得的漏極和源極之間的電容就是輸出電容。Coss是由漏源電容Cds和柵漏電容Cgd并聯(lián)而成，或者Coss = Cds +Cgd對(duì)于軟開關(guān)的應(yīng)用，Coss非常重要，因?yàn)樗赡芤痣娐返闹C振
Crss ：反向傳輸電容
在源極接地的情況下，測(cè)得的漏極和柵極之間的電容為反向傳輸電容。反向傳輸電容等同于柵漏電容。Cres =Cgd，反向傳輸電容也常叫做米勒電容，對(duì)于開關(guān)的上升和下降時(shí)間來說是其中一個(gè)重要的參數(shù)，他還影響這關(guān)斷延時(shí)時(shí)間。電容隨著漏源電壓的增加而減小，尤其是輸出電容和反向傳輸電容。
Qgs, Qgd, 和 Qg ：柵電荷
柵電荷值反應(yīng)存儲(chǔ)在端子間電容上的電荷，既然開關(guān)的瞬間，電容上的電荷隨電壓的變化而變化，所以設(shè)計(jì)柵驅(qū)動(dòng)電路時(shí)經(jīng)常要考慮柵電荷的影響。
Qgs從0電荷開始到第一個(gè)拐點(diǎn)處，Qgd是從第一個(gè)拐點(diǎn)到第二個(gè)拐點(diǎn)之間部分（也叫做“米勒”電荷），Qg是從0點(diǎn)到vGS等于一個(gè)特定的驅(qū)動(dòng)電壓的部分。
漏電流和漏源電壓的變化對(duì)柵電荷值影響比較小，而且柵電荷不隨溫度的變化。測(cè)試條件是規(guī)定好的。柵電荷的曲線圖體現(xiàn)在數(shù)據(jù)表中，包括固定漏電流和變化漏源電壓情況下所對(duì)應(yīng)的柵電荷變化曲線。在圖中平臺(tái)電壓VGS(pl)隨著電流的增大增加的比較小（隨著電流的降低也會(huì)降低）。平臺(tái)電壓也正比于閾值電壓，所以不同的閾值電壓將會(huì)產(chǎn)生不同的平臺(tái)電壓。
下面這個(gè)圖更加詳細(xì)，應(yīng)用一下：
td(on) ：導(dǎo)通延時(shí)時(shí)間
導(dǎo)通延時(shí)時(shí)間是從當(dāng)柵源電壓上升到10%柵驅(qū)動(dòng)電壓時(shí)到漏電流升到規(guī)定電流的10%時(shí)所經(jīng)歷的時(shí)間。
td(off) ：關(guān)斷延時(shí)時(shí)間
關(guān)斷延時(shí)時(shí)間是從當(dāng)柵源電壓下降到90%柵驅(qū)動(dòng)電壓時(shí)到漏電流降至規(guī)定電流的90%時(shí)所經(jīng)歷的時(shí)間。這顯示電流傳輸?shù)截?fù)載之前所經(jīng)歷的延遲。
tr ：上升時(shí)間
上升時(shí)間是漏極電流從10%上升到90%所經(jīng)歷的時(shí)間。
tf ：下降時(shí)間
下降時(shí)間是漏極電流從90%下降到10%所經(jīng)歷的時(shí)間。
1.靜態(tài)特性；其轉(zhuǎn)移特性和輸出特性如圖2所示。
漏極電流ID和柵源間電壓UGS的關(guān)系稱為MOSFET的轉(zhuǎn)移特性，ID較大時(shí)，ID與UGS的關(guān)系近似線性，曲線的斜率定義為跨導(dǎo)Gfs
MOSFET的漏極伏安特性（輸出特性）：截止區(qū)（對(duì)應(yīng)于GTR的截止區(qū)）；飽和區(qū)（對(duì)應(yīng)于GTR的放大區(qū)）；非飽和區(qū)（對(duì)應(yīng)于GTR的飽和區(qū)）。電力 MOSFET工作在開關(guān)狀態(tài)，即在截止區(qū)和非飽和區(qū)之間來回轉(zhuǎn)換。電力MOSFET漏源極之間有寄生二極管，漏源極間加反向電壓時(shí)器件導(dǎo)通。電力 MOSFET的通態(tài)電阻具有正溫度系數(shù)，對(duì)器件并聯(lián)時(shí)的均流有利。
2.動(dòng)態(tài)特性；其測(cè)試電路和開關(guān)過程波形如圖3所示。
開通過程；開通延遲時(shí)間td(on) —up前沿時(shí)刻到uGS=UT并開始出現(xiàn)iD的時(shí)刻間的時(shí)間段；
上升時(shí)間tr— uGS從uT上升到MOSFET進(jìn)入非飽和區(qū)的柵壓UGSP的時(shí)間段；
iD穩(wěn)態(tài)值由漏極電源電壓UE和漏極負(fù)載電阻決定。UGSP的大小和iD的穩(wěn)態(tài)值有關(guān)，UGS達(dá)到UGSP后，在up作用下繼續(xù)升高直至達(dá)到穩(wěn)態(tài)，但iD已不變。
開通時(shí)間ton—開通延遲時(shí)間與上升時(shí)間之和。
關(guān)斷延遲時(shí)間td(off) —up下降到零起，Cin通過Rs和RG放電，uGS按指數(shù)曲線下降到UGSP時(shí)，iD開始減小為零的時(shí)間段。
下降時(shí)間tf— uGS從UGSP繼續(xù)下降起，iD減小，到uGS
關(guān)斷時(shí)間toff—關(guān)斷延遲時(shí)間和下降時(shí)間之和。
一般來講,三極管是電流驅(qū)動(dòng)的,MOSFET是電壓驅(qū)動(dòng)的,因?yàn)槲沂怯肅PLD來驅(qū)動(dòng)這個(gè)開關(guān),所以選擇了用MOSFET做,這樣也可以節(jié)省系統(tǒng)功耗吧,在做開關(guān)管時(shí)有一個(gè)必須注意的事項(xiàng)就是輸入和輸入兩端間的管壓降問題,比如一個(gè)5V的電源,經(jīng)過管子后可能變?yōu)榱?.5V,這時(shí)候要考慮負(fù)載能不能接受了,我曾經(jīng)遇到過這樣的問題就是負(fù)載的最小工作電壓就是5V了,經(jīng)過管子后發(fā)現(xiàn)系統(tǒng)工作不起來,后來才想起來管子上占了一部分壓降了,類似的問題還有在使用二極管的時(shí)候(尤其是做電壓反接保護(hù)時(shí))也要注意管子的壓降問題。
開關(guān)電路原則
a. BJT三極管只要發(fā)射極e 對(duì)電源短路 就是電子開關(guān)用法
N管 發(fā)射極E 對(duì)電源負(fù)極短路. (搭鐵) 低邊開關(guān) ;b-e 正向電流 飽和導(dǎo)通
P管 發(fā)射極E 對(duì)電源正極短路.高邊開關(guān) ;b-e 反向電流 飽和導(dǎo)通
b. FET場(chǎng)效應(yīng)管MOSFET 只要源極S 對(duì)電源短路 就是電子開關(guān)用法
N管 源極S 對(duì)電源負(fù)極短路. (搭鐵) 低邊開關(guān);柵-源 正向電壓 導(dǎo)通
P管 源極S 對(duì)電源正極短路. 高邊開關(guān) ;柵-源 反向電壓 導(dǎo)通
總結(jié):
低邊開關(guān)用 NPN 管
高邊開關(guān)用 PNP 管
三極管 b-e 必須有大于 C-E 飽和導(dǎo)通的電流
場(chǎng)效應(yīng)管理論上柵-源有大于 漏-源導(dǎo)通條件的電壓就好
假如原來用 NPN 三極管作 ECU 氧傳感器 加熱電源控制低邊開關(guān)
則直接用 N-Channel 場(chǎng)效應(yīng)管代換 ;或看情況修改 下拉或上拉電阻
基極--柵極
集電極--漏極
發(fā)射極--源極
上面是在一個(gè)論壇上摘抄的,語言通俗,很實(shí)用,
在需要電池供電的便攜式設(shè)備中，有的電池充電是在系統(tǒng)充電，即充電時(shí)電池不用拔下來。另外為了節(jié)省功耗，需要在插入墻上適配器電源時(shí)，系統(tǒng)自動(dòng)切換為適配器供電，斷開電池與負(fù)載的連接；如果拔掉適配器電源，系統(tǒng)自動(dòng)切換為電池供電。本電路用一個(gè)PMOSFET構(gòu)成這種自動(dòng)切換開關(guān)。
圖中的V_BATT表示電池電壓，VIN_AC表示適配器電壓。當(dāng)插入適配器電源時(shí)，VIN_AC電壓高于電池電壓（否則適配器電源就不能對(duì)電池充電），Vgs>0,MOSFET截止，系統(tǒng)由適配器供電。拔去適配器電源，則柵極電壓為零，而與MOSFET封裝在一體的施特基二極管使源極電壓近似為電池電壓，導(dǎo)致Vgs小于Vgsth，MOSFET導(dǎo)通，從而系統(tǒng)由電池供電。
開關(guān)電路圖.
總結(jié)以上知識(shí),在選MOSFET開關(guān)時(shí),首先選MOS管的VDS電壓,和其VGS開啟電壓,再就是ID電流值是否滿足系統(tǒng)需要,然后再考慮封裝了,功耗了,價(jià)格了之類次要一些的因素了,以上是用P溝道MOS管做的例子,N溝道的其實(shí)也是基本上一樣用的
MOSFET的開關(guān)速度和Cin充放電有很大關(guān)系，使用者無法降低Cin， 但可降低驅(qū)動(dòng)電路內(nèi)阻Rs減小時(shí)間常數(shù)，加快開關(guān)速度，MOSFET只靠多子導(dǎo)電，不存在少子儲(chǔ)存效應(yīng)，因而關(guān)斷過程非常迅速，開關(guān)時(shí)間在10— 100ns之間，工作頻率可達(dá)100kHz以上，是主要電力電子器件中最高的。
場(chǎng)控器件靜態(tài)時(shí)幾乎不需輸入電流。但在開關(guān)過程中需對(duì)輸入電容充放電，仍需一定的驅(qū)動(dòng)功率。開關(guān)頻率越高，所需要的驅(qū)動(dòng)功率越大。
在MOSFET器件應(yīng)用時(shí)除了要考慮器件的電壓、電流、頻率外，還必須掌握在應(yīng)用中如何保護(hù)器件，不使器件在瞬態(tài)變化中受損害。當(dāng)然晶閘管是兩個(gè)雙極型晶體管的組 合，又加上因大面積帶來的大電容，所以其dv/dt能力是較為脆弱的。對(duì)di/dt來說，它還存在一個(gè)導(dǎo)通區(qū)的擴(kuò)展問題，所以也帶來相當(dāng)嚴(yán)格的限制。
功率MOSFET的情況有很大的不同。它的dv/dt及di/dt的能力常以每納秒（而不是每微秒）的能力來估量。但盡管如此，它也存在動(dòng)態(tài)性能的限制。這些我們可以從功率MOSFET的基本結(jié)構(gòu)來予以理解。
圖4是功率MOSFET的結(jié)構(gòu)和其相應(yīng)的等效電路。除了器件的幾乎每一部分存在電容以外，還必須考慮MOSFET還并聯(lián)著一個(gè)二極管。同時(shí)從某個(gè)角度 看、它還存在一個(gè)寄生晶體管。（就像IGBT也寄生著一個(gè)晶閘管一樣）。這幾個(gè)方面，是研究MOSFET動(dòng)態(tài)特性很重要的因素。
首先MOSFET結(jié)構(gòu)中所附帶的本征二極管具有一定的雪崩能力。通常用單次雪崩能力和重復(fù)雪崩能力來表達(dá)。當(dāng)反向di/dt很大時(shí)，二極管會(huì)承受一個(gè)速 度非常快的脈沖尖刺，它有可能進(jìn)入雪崩區(qū)，一旦超越其雪崩能力就有可能將器件損壞。作為任一種PN結(jié)二極管來說，仔細(xì)研究其動(dòng)態(tài)特性是相當(dāng)復(fù)雜的。它們和 我們一般理解PN結(jié)正向時(shí)導(dǎo)通反向時(shí)阻斷的簡(jiǎn)單概念很不相同。當(dāng)電流迅速下降時(shí)，二極管有一階段失去反向阻斷能力，即所謂反向恢復(fù)時(shí)間。PN結(jié)要求迅速導(dǎo) 通時(shí)，也會(huì)有一段時(shí)間并不顯示很低的電阻。在功率MOSFET中一旦二極管有正向注入，所注入的少數(shù)載流子也會(huì)增加作為多子器件的MOSFET的復(fù)雜性。
功率MOSFET的設(shè)計(jì)過程中采取措施使其中的寄生晶體管盡量不起作用。在不同代功率MOSFET中其 措施各有不同，但總的原則是使漏極下的橫向電阻RB盡量小。因?yàn)橹挥性诼ON區(qū)下的橫向電阻流過足夠電流為這個(gè)N區(qū)建立正偏的條件時(shí)，寄生的雙極性晶閘管 才開始發(fā)難。然而在嚴(yán)峻的動(dòng)態(tài)條件下，因dv/dt通過相應(yīng)電容引起的橫向電流有可能足夠大。此時(shí)這個(gè)寄生的雙極性晶體管就會(huì)起動(dòng)，有可能給MOSFET 帶來損壞。所以考慮瞬態(tài)性能時(shí)對(duì)功率MOSFET器件內(nèi)部的各個(gè)電容（它是dv/dt的通道）都必須予以注意。
瞬態(tài)情況是和線路情況密切相關(guān)的，這方面在應(yīng)用中應(yīng)給予足夠重視。對(duì)器件要有深入了解，才能有利于理解和分析相應(yīng)的問題。
在功率半導(dǎo)體器件中，MOSFET以高速、低開關(guān)損耗、低驅(qū)動(dòng)損耗在各種功率變換，特別是高頻功率變換中起著重要作用。在低壓領(lǐng)域，MOSFET沒有競(jìng) 爭(zhēng)對(duì)手，但隨著MOS的耐壓提高，導(dǎo)通電阻隨之以2.4-2.6次方增長(zhǎng)，其增長(zhǎng)速度使MOSFET制造者和應(yīng)用者不得不以數(shù)十倍的幅度降低額定電流，以 折中額定電流、導(dǎo)通電阻和成本之間的矛盾。即便如此，高壓MOSFET在額定結(jié)溫下的導(dǎo)通電阻產(chǎn)生的導(dǎo)通壓降仍居高不下，耐壓500V以上的MOSFET 的額定結(jié)溫、額定電流條件下的導(dǎo)通電壓很高，耐壓800V以上的導(dǎo)通電壓高得驚人，導(dǎo)通損耗占MOSFET總損耗的2/3-4/5，使應(yīng)用受到極大限制。
不同耐壓的MOSFET，其導(dǎo)通電阻中各部分電阻比例分布也不同。如耐壓30V的MOSFET，其外延層電阻僅為 總導(dǎo)通電阻的29%，耐壓600V的MOSFET的外延層電阻則是總導(dǎo)通電阻的96.5%。由此可以推斷耐壓800V的MOSFET的導(dǎo)通電阻將幾乎被外 延層電阻占據(jù)。欲獲得高阻斷電壓，就必須采用高電阻率的外延層，并增厚。這就是常規(guī)高壓MOSFET結(jié)構(gòu)所導(dǎo)致的高導(dǎo)通電阻的根本原因。
增加管芯面積雖能降低導(dǎo)通電阻，但成本的提高所付出的代價(jià)是商業(yè)品所不允許的。引入少數(shù)載流子導(dǎo)電雖能降低導(dǎo)通壓降，但付出的代價(jià)是開關(guān)速度的降低并出現(xiàn)拖尾電流，開關(guān)損耗增加，失去了MOSFET的高速的優(yōu)點(diǎn)。
以上兩種辦法不能降低高壓MOSFET的導(dǎo)通電阻，所剩的思路就是如何將阻斷高電壓的低摻雜、高電阻率區(qū)域和導(dǎo)電通道的高摻雜、低電阻率分開解決。如除 導(dǎo)通時(shí)低摻雜的高耐壓外延層對(duì)導(dǎo)通電阻只能起增大作用外并無其他用途。這樣，是否可以將導(dǎo)電通道以高摻雜較低電阻率實(shí)現(xiàn)，而在MOSFET關(guān)斷時(shí)，設(shè)法使 這個(gè)通道以某種方式夾斷，使整個(gè)器件耐壓僅取決于低摻雜的N-外延層。基于這種思想，1988年INFINEON推出內(nèi)建橫向電場(chǎng)耐壓為600V的 COOLMOS，使這一想法得以實(shí)現(xiàn)。內(nèi)建橫向電場(chǎng)的高壓MOSFET的剖面結(jié)構(gòu)及高阻斷電壓低導(dǎo)通電阻的示意圖如圖5所示。
與常規(guī)MOSFET結(jié)構(gòu)不同，內(nèi)建橫向電場(chǎng)的MOSFET嵌入垂直P區(qū)將垂直導(dǎo)電區(qū)域的N區(qū)夾在中間，使MOSFET關(guān)斷時(shí)，垂直的P與N之間建立橫向電場(chǎng)，并且垂直導(dǎo)電區(qū)域的N摻雜濃度高于其外延區(qū)N-的摻雜濃度。
當(dāng)VGS＜VTH時(shí)，由于被電場(chǎng)反型而產(chǎn)生的N型導(dǎo)電溝道不能形成，并且D，S間加正電壓，使MOSFET內(nèi)部PN結(jié)反偏形成耗盡層，并將垂直導(dǎo)電的N 區(qū)耗盡。這個(gè)耗盡層具有縱向高阻斷電壓，如圖5（b）所示，這時(shí)器件的耐壓取決于P與N-的耐壓。因此N-的低摻雜、高電阻率是必需的。
當(dāng)CGS＞VTH時(shí)，被電場(chǎng)反型而產(chǎn)生的N型導(dǎo)電溝道形成。源極區(qū)的電子通過導(dǎo)電溝道進(jìn)入被耗盡的垂直的N區(qū)中和正電荷，從而恢復(fù)被耗盡的N型特性，因此導(dǎo)電溝道形成。由于垂直N區(qū)具有較低的電阻率，因而導(dǎo)通電阻較常規(guī)MOSFET將明顯降低。
通過以上分析可以看到：阻斷電壓與導(dǎo)通電阻分別在不同的功能區(qū)域。將阻斷電壓與導(dǎo)通電阻功能分開，解決了阻斷電壓與導(dǎo)通電阻的矛盾，同時(shí)也將阻斷時(shí)的表面PN結(jié)轉(zhuǎn)化為掩埋PN結(jié)，在相同的N-摻雜濃度時(shí)，阻斷電壓還可進(jìn)一步提高。
（1）導(dǎo)通電阻的降低
INFINEON的內(nèi)建橫向電場(chǎng)的MOSFET，耐壓600V和800V，與常規(guī)MOSFET器件相比，相同的管芯面積，導(dǎo)通電阻分別下 降到常規(guī)MOSFET的1/5， 1/10；相同的額定電流，導(dǎo)通電阻分別下降到1/2和約1/3。在額定結(jié)溫、額定電流條件下，導(dǎo)通電壓分別從12.6V，19.1V下降到 6.07V，7.5V；導(dǎo)通損耗下降到常規(guī)MOSFET的1/2和1/3。由于導(dǎo)通損耗的降低，發(fā)熱減少，器件相對(duì)較涼，故稱COOLMOS。
（2）封裝的減小和熱阻的降低
相同額定電流的COOLMOS的管芯較常規(guī)MOSFET減小到1/3和1/4，使封裝減小兩個(gè)管殼規(guī)格。
由于COOLMOS管芯厚度僅為常規(guī)MOSFET的1/3，使TO-220封裝RTHJC從常規(guī)1℃/W降到0.6℃/W；額定功率從125W上升到208W，使管芯散熱能力提高。
（3）開關(guān)特性的改善
COOLMOS的柵極電荷與開關(guān)參數(shù)均優(yōu)于常規(guī)MOSFET，很明顯，由于QG，特別是QGD的減少，使COOLMOS的開關(guān)時(shí)間約為常 規(guī)MOSFET的1/2；開關(guān)損耗降低約50%。關(guān)斷時(shí)間的下降也與COOLMOS內(nèi)部低柵極電阻(＜1Ω＝有關(guān)。
（4）抗雪崩擊穿能力與SCSOA
目前，新型的MOSFET無一例外地具有抗雪崩擊穿能力。COOLMOS同樣具有抗雪崩能力。在相同額定電流 下，COOLMOS的IAS與ID25℃相同。但由于管芯面積的減小，IAS小于常規(guī)MOSFET，而具有相同管芯面積時(shí)，IAS和EAS則均大于常規(guī) MOSFET。
COOLMOS的最大特點(diǎn)之一就是它具有短路安全工作區(qū)（SCSOA），而常規(guī)MOS不具備這個(gè)特性。 COOLMOS的SCSOA的獲得主要是由于轉(zhuǎn)移特性的變化和管芯熱阻降低。COOLMOS的轉(zhuǎn)移特性如圖6所示。從圖6可以看到，當(dāng)VGS＞8V 時(shí)，COOLMOS的漏極電流不再增加，呈恒流狀態(tài)。特別是在結(jié)溫升高時(shí)，恒流值下降，在最高結(jié)溫時(shí)，約為ID25℃的2倍，即正常工作電流的3-3.5 倍。在短路狀態(tài)下，漏極電流不會(huì)因柵極的15V驅(qū)動(dòng)電壓而上升到不可容忍的十幾倍的ID25℃，使COOLMOS在短路時(shí)所耗散的功率限制在 350V×2ID25℃，盡可能地減少短路時(shí)管芯發(fā)熱。管芯熱阻降低可使管芯產(chǎn)生的熱量迅速地散發(fā)到管殼，抑制了管芯溫度的上升速度。因 此，COOLMOS可在正常柵極電壓驅(qū)動(dòng)，在0.6VDSS電源電壓下承受10ΜS短路沖擊，時(shí)間間隔大于1S，1000次不損壞，使COOLMOS可像 IGBT一樣，在短路時(shí)得到有效的保護(hù)。
600V、800V耐壓的 COOLMOS的高溫導(dǎo)通壓降分別約6V，7.5V，關(guān)斷損耗降低1/2，總損耗降低1/2以上，使總損耗為常規(guī)MOSFET的40%-50%。常規(guī) 600V耐壓MOSFET導(dǎo)通損耗占總損耗約75%，對(duì)應(yīng)相同總損耗超高速IGBT的平衡點(diǎn)達(dá)160KHZ，其中開關(guān)損耗占約75%。由于COOLMOS 的總損耗降到常規(guī)MOSFET的40%-50%，對(duì)應(yīng)的IGBT損耗平衡頻率將由160KHZ降到約40KHZ，增加了MOSFET在高壓中的應(yīng)用。
從以上討論可見，新型高壓MOSFET使長(zhǎng)期困擾高壓MOSFET的導(dǎo)通壓降高的問題得到解決；可簡(jiǎn)化整機(jī)設(shè)計(jì)，如散熱器件體積可減少到原40%左右；驅(qū)動(dòng)電路、緩沖電路簡(jiǎn)化；具備抗雪崩擊穿能力和抗短路能力；簡(jiǎn)化保護(hù)電路并使整機(jī)可靠性得以提高。
功率MOSFET是電壓型驅(qū)動(dòng)器件，沒有少數(shù)載流子的存貯效應(yīng)，輸入阻抗高，因而開關(guān)速度可以很高，驅(qū)動(dòng)功率小，電路簡(jiǎn)單。但功率MOSFET的極間電容較大，輸入電容CISS、輸出電容COSS和反饋電容CRSS與極間電容的關(guān)系可表述為：
功率MOSFET的柵極輸入端相當(dāng)于一個(gè)容性網(wǎng)絡(luò)，它的工作速度與驅(qū)動(dòng)源內(nèi)阻抗有關(guān)。由于 CISS的存在，靜態(tài)時(shí)柵極驅(qū)動(dòng)電流幾乎為零，但在開通和關(guān)斷動(dòng)態(tài)過程中，仍需要一定的驅(qū)動(dòng)電流。假定開關(guān)管飽和導(dǎo)通需要的柵極電壓值為VGS，開關(guān)管的 開通時(shí)間TON包括開通延遲時(shí)間TD和上升時(shí)間TR兩部分。
開關(guān)管關(guān)斷過程中，CISS通過ROFF放電，COSS由RL充電，COSS較大，VDS（T）上升較慢，隨著VDS(T)上升較慢，隨著VDS（T）的升高COSS迅速減小至接近于零時(shí)，VDS（T）再迅速上升。
根據(jù)以上對(duì)功率MOSFET特性的分析，其驅(qū)動(dòng)通常要求：觸發(fā)脈沖要具有足夠快的上升和下降速度；②開通時(shí)以低電阻力柵極電容充電，關(guān)斷時(shí)為柵極提供低 電阻放電回路，以提高功率MOSFET的開關(guān)速度；③為了使功率MOSFET可靠觸發(fā)導(dǎo)通，觸發(fā)脈沖電壓應(yīng)高于管子的開啟電壓，為了防止誤導(dǎo)通，在其截止 時(shí)應(yīng)提供負(fù)的柵源電壓；④功率開關(guān)管開關(guān)時(shí)所需驅(qū)動(dòng)電流為柵極電容的充放電電流，功率管極間電容越大，所需電流越大，即帶負(fù)載能力越大。
圖7（a）為常用的小功率驅(qū)動(dòng)電路，簡(jiǎn)單可靠成本低。適用于不要求隔離的小功率開關(guān)設(shè)備。圖7（b）所示驅(qū)動(dòng)電路開關(guān) 速度很快，驅(qū)動(dòng)能力強(qiáng)，為防止兩個(gè)MOSFET管直通，通常串接一個(gè)0.5～1Ω小電阻用于限流，該電路適用于不要求隔離的中功率開關(guān)設(shè)備。這兩種電路特 點(diǎn)是結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單。
功率MOSFET屬于電壓型控制器件，只要柵極和源極之間施加的電壓超過其閥值電壓就會(huì)導(dǎo)通。由于MOSFET存在結(jié)電容，關(guān)斷時(shí)其漏源兩端電壓的突然 上升將會(huì)通過結(jié)電容在柵源兩端產(chǎn)生干擾電壓。常用的互補(bǔ)驅(qū)動(dòng)電路的關(guān)斷回路阻抗小，關(guān)斷速度較快，但它不能提供負(fù)壓，故抗干擾性較差。為了提高電路的抗干 擾性，可在此種驅(qū)動(dòng)電路的基礎(chǔ)上增加一級(jí)有V1、V2、R組成的電路，產(chǎn)生一個(gè)負(fù)壓，電路原理圖如圖8所示。
當(dāng)V1導(dǎo)通時(shí)，V2關(guān)斷，兩個(gè)MOSFET中的上管的柵、源極放電，下管的柵、源極充電，即上管關(guān)斷，下管導(dǎo)通，則被驅(qū)動(dòng)的功率管關(guān)斷；反之V（1）關(guān)斷 時(shí)，V2導(dǎo)通，上管導(dǎo)通，下管關(guān)斷，使驅(qū)動(dòng)的管子導(dǎo)通。因?yàn)樯舷聝蓚€(gè)管子的柵、源極通過不同的回路充放電，包含有V2的回路，由于V2會(huì)不斷退出飽和直至 關(guān)斷，所以對(duì)于S1而言導(dǎo)通比關(guān)斷要慢，對(duì)于S2而言導(dǎo)通比關(guān)斷要快，所以兩管發(fā)熱程度也不完全一樣，S1比S2發(fā)熱嚴(yán)重。
該驅(qū)動(dòng)電路的缺點(diǎn)是需要雙電源，且由于R的取值不能過大，否則會(huì)使V1深度飽和，影響關(guān)斷速度，所以R上會(huì)有一定的損耗。
1.正激式驅(qū)動(dòng)電路。電路原理如圖9（a）所示，N3為去磁繞組，S2為所驅(qū)動(dòng)的功率管。R2為防止功率管柵極、源極端電壓振蕩的一個(gè)阻尼電阻。因不要求漏感較小，且從速度方面考慮，一般R2較小，故在分析中忽略不計(jì)。
其等效電路圖如圖9（b）所示脈沖不要求的副邊并聯(lián)一電阻R1，它做為正激變換器的假負(fù)載，用于消除關(guān)斷期間輸出電壓發(fā)生振蕩而誤導(dǎo)通。同時(shí)它還可 以作為功率MOSFET關(guān)斷時(shí)的能量泄放回路。該驅(qū)動(dòng)電路的導(dǎo)通速度主要與被驅(qū)動(dòng)的S2柵極、源極等效輸入電容的大小、S1的驅(qū)動(dòng)信號(hào)的速度以及S1所能 提供的電流大小有關(guān)。由仿真及分析可知，占空比D越小、R1越大、L越大，磁化電流越小，U1值越小，關(guān)斷速度越慢。該電路具有以下優(yōu)點(diǎn)：
①電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單可靠，實(shí)現(xiàn)了隔離驅(qū)動(dòng)。
②只需單電源即可提供導(dǎo)通時(shí)的正、關(guān)斷時(shí)負(fù)壓。
③占空比固定時(shí)，通過合理的參數(shù)設(shè)計(jì)，此驅(qū)動(dòng)電路也具有較快的開關(guān)速度。
該電路存在的缺點(diǎn)：一是由于隔離變壓器副邊需要噎嗝假負(fù)載防振蕩，故電路損耗較大；二是當(dāng)占空比變化時(shí)關(guān)斷速度變化較大。脈寬較窄時(shí)，由于是儲(chǔ)存的能量減少導(dǎo)致MOSFET柵極的關(guān)斷速度變慢。
2.有隔離變壓器的互補(bǔ)驅(qū)動(dòng)電路。如圖10所示，V1、V2為互補(bǔ)工作，電容C起隔離直流的作用，T1為高頻、高磁率的磁環(huán)或磁罐。
導(dǎo)通時(shí)隔離變壓器上的電壓為（1-D）Ui、關(guān)斷時(shí)為D Ui，若主功率管S可靠導(dǎo)通電壓為12V，而隔離變壓器原副邊匝比N1/N2為12/[（1-D）Ui]。為保證導(dǎo)通期間GS電壓穩(wěn)定C值可稍取大些。該電路具有以下優(yōu)點(diǎn)：
①電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單可靠，具有電氣隔離作用。當(dāng)脈寬變化時(shí)，驅(qū)動(dòng)的關(guān)斷能力不會(huì)隨著變化。
②該電路只需一個(gè)電源，即為單電源工作。隔直電容C的作用可以在關(guān)斷所驅(qū)動(dòng)的管子時(shí)提供一個(gè)負(fù)壓，從而加速了功率管的關(guān)斷，且有較高的抗干擾能力。
但該電路存在的一個(gè)較大缺點(diǎn)是輸出電壓的幅值會(huì)隨著占空比的變化而變化。當(dāng)D較小時(shí)，負(fù)向電壓小，該電路的抗干擾性變差，且正向電壓較高，應(yīng)該注意使其 幅值不超過MOSFET柵極的允許電壓。當(dāng)D大于0.5時(shí)驅(qū)動(dòng)電壓正向電壓小于其負(fù)向電壓，此時(shí)應(yīng)該注意使其負(fù)電壓值不超過MOAFET柵極允許電壓。所 以該電路比較適用于占空比固定或占空比變化范圍不大以及占空比小于0.5的場(chǎng)合。
電路構(gòu)成如圖11所示。其中UC3724用來產(chǎn)生高頻載波信號(hào)，載波頻率由電容CT和電阻RT決定。一般載波頻率小于600kHz，4腳和6腳兩端產(chǎn)生 高頻調(diào)制波，經(jīng)高頻小磁環(huán)變壓器隔離后送到UC3725芯片7、8兩腳經(jīng)UC3725進(jìn)行調(diào)制后得到驅(qū)動(dòng)信號(hào)，UC3725內(nèi)部有一肖特基整流橋同時(shí)將 7、8腳的高頻調(diào)制波整流成一直流電壓供驅(qū)動(dòng)所需功率。一般來說載波頻率越高驅(qū)動(dòng)延時(shí)越小，但太高抗干擾變差；隔離變壓器磁化電感越大磁化電流越 小，UC3724發(fā)熱越少，但太大使匝數(shù)增多導(dǎo)致寄生參數(shù)影響變大，同樣會(huì)使抗干擾能力降低。根據(jù)實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)得出：對(duì)于開關(guān)頻率小于100kHz的信號(hào)一般 取（400～500）kHz載波頻率較好，變壓器選用較高磁導(dǎo)如5K、7K等高頻環(huán)形磁芯，其原邊磁化電感小于約1毫亨左右為好。這種驅(qū)動(dòng)電路僅適合于信 號(hào)頻率小于100kHz的場(chǎng)合，因信號(hào)頻率相對(duì)載波頻率太高的話，相對(duì)延時(shí)太多，且所需驅(qū)動(dòng)功率增大，UC3724和UC3725芯片發(fā)熱溫升較高，故 100kHz以上開關(guān)頻率僅對(duì)較小極電容的MOSFET才可以。對(duì)于1kVA左右開關(guān)頻率小于100kHz的場(chǎng)合，它是一種良好的驅(qū)動(dòng)電路。該電路具有以 下特點(diǎn)：?jiǎn)坞娫垂ぷ鳎刂菩盘?hào)與驅(qū)動(dòng)實(shí)現(xiàn)隔離，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單尺寸較小，尤其適用于占空比變化不確定或信號(hào)頻率也變化的場(chǎng)合。
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